延时检测范文

延时检测范文（精选7篇）

延时检测 第1篇

合并单元是承担智能变电站信息化、数字化、自动化、互动化任务的关键设备之一, 是实现数字量采样值传输的重要环节。数字量采样值传输方式可采用组网模式或点对点模式, 由于保护装置应不依赖于外部对时系统实现其保护功能[1,2], 因此要求保护装置采样值采用点对点接入方式。采样同步由保护装置实现, 并能自动补偿电子式互感器的采样响应延迟。采用点对点传输采样值时, 合并单元应输出采样值的响应延迟, 如何检测合并单元的采样延时关系到继电保护的正常运行。本文分析了目前普遍使用的延时检测技术, 提出了同时输出模拟量和数字量的混合输出测试合并单元延时的方法。

1 智能变电站二次信号采集方法及延时原理

常规变电站采用电磁式互感器, 输出的模拟量二次信号经电缆直接接入间隔层设备, 由保护装置完成多路模拟量采样。智能变电站的二次量采用经光纤的数字量接入, 其二次电压、电流采集主要有电子互感器+MU (合并单元) 、传统电磁互感器+MU、级联等方式。

1.1 电子互感器+MU方式

采用电子式互感器时, 输出的数字量采样信号经过合并单元数据同步之后供保护装置使用。合并单元到保护装置的传输方式可采用组网传输模式或点对点传输模式。但采用组网传输模式时, 合并单元输出的数字量采样值信号经以太网交换机共享至过程层总线, 传输延时不稳定[3]。电子式互感器的采集器一般安装在户外, 采集器内置采样电路直接将一次电压、电流量转换为数字量, 经光纤送入MU。多相采集器的多路数字量信号送达MU后, 由MU将多路数字信号同步并合并组合成一组数字信号送到测控、保护设备, 如图1所示。

该方式的信号总传输延时为:传输延时=采集器采样时间+采集器的数字信号输出延时+MU接收延时+MU处理延时+MU报文输出延时。

1.2 传统电磁式互感器+MU方式

采用传统的电磁式互感器时, 输出的二次模拟量经电缆接入MU, MU多路同步采样后经光纤送至测控、保护设备, 如图2所示。

该方式的总传输延时为:传输延时=MU采样延时+MU处理延时+MU报文输出延时。

1.3 级联方式

电磁式电压互感器的二次电压经电压MU转换成数字量送至下一级MU (如线路MU) , 后者对电磁式电流互感器的二次电流进行采样, 并与电压MU过来的电压数字量进行同步, 组合成一组数字量送入测控、保护设备, 如图3所示。

该方式的总传输延时为:传输延时=上一级MU延时+同步处理延时+报文输出延时。

2 智能变电站二次信号同步方法

2.1 相位误差产生的基本原理

由于在信号传输各环节均存在延时[4], 且不同信号所经历的传输环节可能不同, 因而各不同信号到达最终的测控、保护装置的延时可能会不同, 如图4所示。该不同表现的即是产生各相之间错误的相位差。

2.2 相位误差解决方法

各MU厂家一般计算MU内部的固有延时 (即采集信号的延时、内部处理延时、报文组织延时等) 后, 通过同步法或插值法在其报文传输时加上一定可设置的延时。该延时用于补足至与其它信号相同的延时时间, 以弥补相位误差。假如n路信号传输至同一终端设备处时所需延时分别为t1、t2、t3、…、tn, 其中ts最大, 则其它信号将在其最后一级MU处增加一调节延时t′, 使得:

该调节延时的调整, 均由安装调试单位根据现场实测的各信号实际延时, 采用人工手段加上一定延时, 最终通过试验手段确保各相信号的相位同步, 使相位差为零。但这种调整方法显然存在不足, 如果测试手段不充分, 小则可能产生较小的通道间相位差, 大则可能产生大于一个周波的相位差, 导致产生差流使得保护误动。

3 MU延时的测试方法

3.1 用电子互感器测试仪测试MU延时

目前, 国内的电子互感器测试仪测试MU延时的方式是:用升流器或升压器对MU施加电流或电压, 再用电子互感器测试仪测试该电流或电压模拟量, 同时接收MU输出的数字报文, 计算二者的角差和比差, 即可得到MU的延时[5], 如图5所示。

由于是采用外部施加的稳态电流或电压进行测试, 电子互感器测试仪不能直接控制电压和电流, 因此该方法不能形成一个闭环测试环境, 并且一次只能测试一路信号, 测量效率低, 需要同时对电压和电流和报文进行同步。又由于采取稳态信号测试, 当模拟量信号和数字量信号存在整周波延时时, 在电子互感器测试仪上波形是重叠的, 会出现识别相位差为零的情况。因此, 对于延时为整周波的情况, 该方法可能无法测试出MU延时。

3.2 同时输出模拟量和数字量测试MU延时

继电保护测试仪可同时输出模拟量和数字量, 既能输出模拟量电流、电压, 也能输出和接收光纤传输的数字量, 它完整地集成了MU测试功能。具体方式为:继保仪向MU直接输出电压和电流, 同时接收MU输出的报文进行解析, 测出二者的延时即相位差, 如图6所示。

该方法可形成闭环的测试环境, 继保仪能直接控制电压和电流的稳态输出和暂态输出, 故可真正测试出MU的延时。当模拟量信号和数字量信号存在整周波延时时, 由于继保仪能施加暂态信号, 可在波形识别时明确观察到波形起始沿, 故可以准确计算出真实延时, 整周波延时的情况可以完整测试出。

目前继保仪能够输出6路电压和6路电流, 可一次性将MU报文的所有通道延时与比差测出, 不需要借用升流器和升压器, 一台设备就可完成工作, 极大提高了测试效率。继保仪还具有多路光纤端口, 可将一个MU输出的多路光信号同时接入, 一次性将多路光信号的延时准确测出, 既提高了测试效率, 也可测试出多通道数字信号的相位离散性偏差。

测试仪内部同步控制输出电压和电流, 同时接收MU输出的报文并记录报文时间;以实际输出的电压和电流波形为参考, 通过对报文波形进行计算得出MU的比差、角差。由于以实际模拟量作参考, 故MU接收或不接收秒脉冲或B码同步均能测试。测试时, 先输出3秒0值, 再输出相应的电压或电流, 利用测试仪输出的阶跃波形与MU输出的波形对比计算, 即可测出其真实的延时。

4 现场试验

按照3.2节中方法, 在某220kV变电站进行合并单元延时测试。该变电站中合并单元使用的是IEC 61850-9-2传输协议, 数据传输模式为点对点传输, 测试结果见表1, 其中角差1计算报文延时, 角差2不计算报文延时。

根据表1, 并对比施加信号阶跃波形和输出数字信号阶跃波形可知, MU的延时小于20ms。

5 结束语

准确检测合并单元的延时对于智能变电站的正常运行至关重要。本文提出的同时输出模拟量和数字量测试MU延时的检测技术, 使用继电保护测试仪能在实际现场中方便实现, 其多路输出极大提高了测试效率, 最重要的是它能准确计算出真实的MU延时, 具有重要的现实意义。

摘要：合并单元是智能变电站中实现数字量采样值传输的重要设备, 关系到继电保护的正确动作与否。介绍智能变电站二次信号采集方法, 分析合并单元延时产生的基本原理, 研究目前采用的延时检测技术, 并提出同时输出模拟量和数字量的混合输出测试合并单元延时的方法。

关键词：智能变电站,二次信号,采集,合并单元,延时,检测

参考文献

[1]Q/GDW441智能变电站继电保护技术规范[S]

[2]Q/GDW393 110 (66) kV~220kV智能变电站设计规范[S]

[3]黄灿, 肖驰夫, 方毅, 等.智能变电站中采样值传输延时的处理[J].电网技术, 2011, 35 (1) :5~10

[4]阳靖, 周有庆, 刘琨.电子式互感器相位补偿方法研究[J].电力自动化设备, 2007, 27 (3) :45~48

延时检测 第2篇

1 高速数据转换电路

红外测距仪采用高低频双频率调制甚至多频率调制技术[3], 模拟调制回波生成电路除采用响应速度足够快的光电探测器和红外发光管外, 关键在于设计高速数据转换电路, 对测距信号进行可调延时的复现。如图1所示, 高速数据转换电路包括模拟/数字转换电路、FPGA XC4VLX25和数字/模拟转换电路三部分。其中, 模拟/数字转换电路采用Analog公司专用差分ADC驱动器A-DA4937和14位并行LVDS接口的差分高速模/数转换器AD9640, 实现对红外测距仪发出的测距光波的高速采集;数字/模拟转换电路采用Analog公司的14位高速数/模转换器AD9744和TI公司的100 MHz、100 m A电流反馈放大器LM6181, 在LM6181的同向输入端引入了可调直流电压信号, 与AD9744的输出信号相加, 使得输出信号具有可调的直流偏置电压。直流分量使红外发光管处于导通状态, 交流分量对发光强度进行调制, 从而产生模拟回波。XC4VLX25用于控制输入信号和模拟回波之间的延时时间。

高速数据转换电路的固有延时时间包括ADC采样电路部分的延时时间、FPGA的延时时间和DAC输出电路部分的延时时间。根据器件数据手册得到的延迟典型值为128 ns。ADC采样电路部分输入最大值为1.8 V, DAC输出电路的输出最大值为1.2 V, 难以正常触发数字电路的I/O口, 故无法采用数字脉冲时间间隔测量的一般方法。

2 固有延时测量电路设计

TDC-GP21 (以下简称GP21) 是德国ACAM公司继TDC-GP1之后推出的一款基于延迟线内插法的高精度时间间隔测量芯片[4], 相对于TDC-GP1具有更高的精度和更小的封装。正常工作时, I/O电压为2.5 V~3.6 V, Core电压为2.5 V~3.6 V。除了高精度时间间隔测量功能外, 其还具有高速脉冲发生器、停止信号使能、温度测量和时钟控制等特殊功能模块。另外, GP21可以通过四线SPI接口与外部微控制器相连, 具有最大1 MHz的连续数据输出率。GP21作为高精度时间-数字转换芯片能够精确测量两个输入脉冲之间的时间间隔, 已广泛应用于脉冲时间间隔测量领域[4,5]。

高速数据转换电路中的模拟/数字转换器AD9640内部有1 V的参考电压源, 差分输入范围为-1.8 V~1.8 V, 单端高电平为1.2 V的脉冲信号Sin通过差分ADC驱动器ADA4937可以满足该输入范围。数字/模拟转换器AD9744内部有1.2 V的参考电压, Sin经高速数据转换电路后输出高电平为1.4 V的脉冲信号Sout。Sin和Sout均无法满足GP21的0.7Vio (Vio=3.3 V时该值约为2.3 V) 的输入高电压要求, 无法触发其测量通道。因此, 不能直接采用测量高速数据转换电路输入和输出脉冲信号时间间隔的方式对固有延时时间进行测量。

C8051F320是Si Labs公司推出的混合信号处理单片机, 内置两路电压比较器, 每个比较器有一个模拟输入多路器和2个可以通过交叉开关接到外部引脚的输出, 即一个同步“锁存”输出 (CP0、CP1) 和一个异步“直接”输出 (CP0A、CP1A) 。该比较器具有可编程的响应时间, 最小响应时间为100 ns。在3.3 V供电情况下, 当比较器的正输入端电压大于负输入端电压时, 其输出为外部引脚的VOH (3.3 V) , 反之为VOL (0 V) 。如将Sin和Sout分别通过C8051F320内部电压比较器提升电平, 则比较器输出可触发GP21进行脉冲时间间隔的采集。如图2所示, 在比较器0的负输入端连接AD9640的1 V参考电压, 在比较器1的负输入端连接AD9744的1.2 V参考电压, 将Sin分别输入至比较器0的正输入端和高速数据转换电路, 因输入和输出信号均通过电压比较器, 在单片机内部二者的响应时间基本一致, 信号延迟可以相互抵消, 所以比以分立元件搭建电压比较器引入的误差低。C8051F320具有四线SPI接口, 可方便地与GP21相连, 由C8051F320的SPI接口读取测量结果, 简化了测量电路硬件, 减少了测量误差来源。

如图3所示, 固有延时测量电路主要包括C8051F320和GP21及其附加元件。通过数字交叉开关将C8051F320的P0.0、P0.1、P0.2、P0.3选择为四线制SPI口连到TDC-GP21的SPI口, 对C8051F进行读写控制。C8051F320内部的电压比较器0的正输入只能选择P1.0、P1.4、P2.0、P2.4, 负输入只能选择P1.1、P1.5、P2.1、P2.5;电压比较器1的正输入只能选择P1.2、P1.6、P2.2、P2.6, 负输入只能选择P1.3、P1.7、P2.3、P2.7。本文选择P1.0、P1.1分别作为比较器0的正负输入, P1.2、P1.3分别作为比较器1的正负输入, 均采用SMB接口连接输入信号。比较器0的直接输出CP0A映射至P0.5, 比较器1的直接输出CP1A映射至P0.7, 分别连接GP21的START脚和STOP1脚。此外, GP21的复位、中断和测量启动使能和测量停止使能等管脚均连到C8051F320的I/O口上。测量中SMB接口P3连接Sin时, P4连接AD9640的1 V参考电压源;P1连接Sout, P2连接AD9744的1.2 V参考电压源。经两路比较器对电平进行抬升后, P0.5与P0.7之间的时间间隔将被GP21捕获, 即基本对应高速数据转换电路的固有延时时间。在PCB设计阶段, START脚的输入信号和STOP1脚的输入信号应尽量缩短且等长。GP21有两个测量范围, 其中测量范围1为3.5 ns~2.4μs, 根据器件延时典型值, 选择采用测量范围1。1个STOP通道相对应一个START通道时典型精度为45 ps, 可选择每个通道的触发电平方式。由于GP21测量的分辨率会随温度和电压的改变而改变, 因此GP21提供了自动校准模式。

3 测量实验及结果

按照上述电路和测量方法, 采用高速信号发生器产生高电平为1.2 V、宽度为500 ns的单脉冲, 对高速数据转换电路的固有延时测量了5组数据, 每组10次, 求得其平均值和标准差, 如表1所示。

由表1可知, 固有延时与通过根据器件数据手册得到的延迟典型值有较大差距, 这是因为后者未考虑PCB板布线和寄生电阻、电容等造成的延迟影响。因测量过程中高速数据转换电路一直处于工作状态, 测量结果的标准差逐步增大, 主要原因是高速数据转换电路中的ADC和DAC在高速采样状态下功耗很大, 造成电路温度升高, 对固有延迟有较大影响。因此, 必须通过改进PCB布线工艺和增加散热装置等措施来提高高速数据转换电路的延时控制精度。

本文研究了基于C8051F320和TDC-GP21的低成本红外测距仪模拟检测电路中高速数据转换电路的固有延迟测量电路, 实现了对该延迟时间的高精度测量, 为红外测距仪电路延迟模拟检测仪器的设计和开发提供了一种验证手段。固有延迟测量精确度受很多因素影响, 其误差不仅包括信号在系统各器件中的传播延迟所带来的固定系统误差, 还包括由时钟抖动引起的随机误差和器件的寄生电阻、电容、温度、环境等因素造成的传播延迟抖动引起的随机误差。因此, 固有延迟的精确测量及其高稳定性仍然是下一步的研究重点。

参考文献

[1]冯龙龄.脉冲激光测距系统的仿真检测技术[J].红外与激光工程, 2003, 32 (2) :127-129.

[2]高阳, 雷杰, 虞红, 等.半实物仿真中的高精度激光回波模拟技术[J].红外与激光工程, 2012, 41 (1) :196-199.

[3]贾方秀, 丁振良, 袁锋.相位法激光测距接收系统[J].光学精密工程, 2009, 17 (10) :2377-2384.

[4]杨亚, 王让定, 姚灵, 等.时差法超声波流量计中时间间隔测量及误差分析[J].宁波大学学报 (理工版) , 2012, 25 (4) :35-39.

对延时电路的研究 第3篇

追溯过去, 从延时概念的提出到最初的固体软件延时实现, 其实现的延时量虽然是短暂的几秒、几十秒, 却使业内初次认识并体验到了延时的必要和优势。

延时电路中最简单的为RC电路, 延时时间由调节参数R或C的大小决定, 其缺点是延时时间短, 精度低, 不适用于高技术场合。随着各种技术的发展, 对延时的范围和精度都有着各种不同的要求, 延时电路的集成度要求也随着变高。在以前工艺中, 集成电路芯片上典型传统的延时电路为一串反相器的连接, 其缺点是输出的延时有很大的偏差。而为解决这个这个问题, 文献[3]详细的分析了几种电路, 从延时和脉冲宽度两方面去实现减小偏差的目标。

当今延时单元 (Delay Element) 广泛应用于现代超大规模集成电路 (VLSI) 设计中, 如延时锁定环 (DLLs) 、相位锁定环 (PLLs) 和数字控制振荡器 (DCOs) 等电路, 其延时精度直接决定了相应功能模块电路的性能。同时随着数字VLSI电路应用的扩大, 要求延时单元必须可嵌入超大规模集成电路的设计中, 也就是要求延时单元可以通过数字信号控制。数字延时模块的设计成为了主流。

1 延时方法及途径

1.1 延时方法概述

常见的延时方法有软件延时和硬件延时。软件延时是用指令的周期作为计数单位, 适用于延时精度不高的场合;硬件延时电路分为模拟延时电路和数字延时电路。若电路处理的信号是模拟信号则称这个电路为模拟电路, 同理处理数字信号的电路称为数字电路。硬件延时的精度明显高于软件延时, 一般的硬件延时方法有计数器延时和锁相环延时等, 计数器延时和锁相环延时都需要高频的晶振, 而目前情况高频的晶振很难找到, 同时稳定性也不高, 我们在设计时需要寻找合适的延时电路或器件来实现高精度的延时。

单一的运用软件延时或硬件延时都不是效果最好的。软件延时方法中, 利用编程实现的延时虽然简便, 但是为了确定延迟时间, 需要计算指令周期, 这可能导致延迟时间不准确, 加大编程之外的工作量。而硬件方法是利用触发器或者由触发器与控制门构成的寄存器以及计数器均可实现所需要的延时, 但当需要长延迟时间时, 电路将会变得比较庞大, 这对于设计的电路来说是不方便的。综上考虑, 我们可以把软件延时方法和硬件延时方法结合起来运用。在硬件的基础上, 与有关电路配合, 通过软件控制来实现。这种发法具有延时的步距、范围可选择, 理论设计容易得到准确实现, 电路结构不复杂且集成的优点。

1.2 延时途径

经过长期的发展, 实现信号的延时有多种途径。一些公司直接生产了延迟信号的仪器[19,26]。根据目标需求, 直接用仪器对输入信号进行处理, 改变参数输出目标延迟信号。但是这样的成本是很高的, 许多情况下我们都是不具备拥有这样仪器的条件。因此要对信号进行延时处理, 我们需要自己结合芯片或器件设计延时电路模块。

根据前面所说, 笔者设计的延时电路可分为数字延时电路和模拟延时电路。目前用到的数字延时电路设计实现延时的主要有三种:RC单稳态电路、计数芯片、可编程逻辑器件设计。模拟延时电路主要是利用模拟芯片和模拟器件设计完成的。他们有着各自的优点和不足[34]。

延时单元有两个主要参数:所能达到的最大动态延时范围和最小的延时间隔 (延时精度) 。一般来说, 现有的延时单元实现方式分为专用和通用两类。专用的延时单元如AD9501[10], 它采用模拟器件实现, 特点是延迟精度高, 最小可以达到10ps, 但是动态范围小于10us;而通用类属于数字延时单元, 一般采用可编程逻辑器件实现, 它具有可编程和动态范围大的特点, 其动态范围可以根据任意需要编程设定, 但是它有受器件工作频率限制、精度较低的缺点, 延时精度一般不到5ns。笔者在设计的时候主要参考这两个参数进行设计, 希望使其都达到很好的效果。现在的应用中大多采用通用类的延时单元。然而常见的数字脉冲延时技术在延时范围和延时精度之间存在着冲突, 一种合理的延时设计方法是将数字延时电路和模拟延时电路结合起来设计电路, 如图1所示。这样不仅能够控制延时的动态范围, 还能够控制延时的精度, 如利用时间数字转换的延迟线计数器和小范围精密延迟线的结合可以解决这个问题[21]。

2 延时电路的应用

自从延时概念的提出, 延时技术就不断的发展, 且广泛用于各个领域里。

2.1 延时在雷达中的应用

雷达 (radar) 就是以电磁波对目标进行包含搜索和跟踪在内的探测、定位的传感器。雷达的种类繁多, 可以按照不同的方式分类。雷达的优点是白天黑夜均能探测远距离的目标, 且不受雾、云和雨的阻挡, 具有全天候、全天时的特点, 并有一定的穿透能力。雷达在军事设备、环境监测、资源监测、科学研究等方面有着很好的应用潜力。

雷达测距的实现方法基本有3种[35]: (1) 调幅-脉冲法; (2) 调频-频率法; (3) 调相-相位法。它的基本原理是L=ctd/2, 其中C为光速, td表示接收的信号涉及的传的延迟时间。从公式下可以看出精确控制td可以更好的控制测试目标的位置[34]。文献[8]也提出了一种改进雷达发射机方案, 挺高延时精度, 以达到提高雷达的探测性能。核心技术是精密延时控制系统的还有全球卫星导航系统[36], 它能够帮助地球上或地球附近的使用者获得精确的目标位置和时间信息。文献[15]提到在高频地质雷达发射信号的采集中, 笔者采用的等效采样技术, 需要获得较高的时间分辨率, 等效于一个周期采集很多个点, 要求精密相对延时的取值可以很小。

除此之外, 文献[22]设计的一种基于FPGA的高精度大动态数字延迟单元已成功的应用在卫星雷达高度计的地面回波模拟器上。文献[23]说明了一种用单一循环延迟线设计的多通道定时器。文献[24][25][37]研究了延时电路在相控阵中的应用。

2.2 延时在通信中的应用

通信, 顾名思义, 就是沟通信息[39]。它具有两种基本方式: (1) 广播 (broadcasting) 方式; (2) 点-点 (point-to-point) 方式。

通信系统中, 由于信号与噪声的混合, 限制了通信的能力。所以对所接收的信号进行信号处理是很重要的。在数字脉宽调制 (DPWM) 的设计中延时功能是必不可少的。文献[42]设计了一个在FPGA上利用细相位移动控制和数字时钟管理模块 (DCM) 实现精度低于20ps的DPWM。但是这个方法对DCM的要求很高, 一般的FPGA芯片是达不到的。文献[41]声称获得了精密度高达56ps的特殊I/O延迟缓冲器, 但是它也存在一些要求普通芯片不能满足的问题。文献[40]中分析了其他文献中提到的各种情况, 同时提出了一种一般FPGA芯片就能实现的精密延时数字脉冲调制设计。文献[23]说明了一种用单一循环延迟线设计的多通道定时器。

3 延时电路的几种设计方案

实现精密延时从常规思想来说是提高时钟信号的频率, 使其周期不大于目标要求的延时步进。但是高频晶振是很难实现的, 且外围输入频率过高, 影响芯片的稳定性。因此人们尝试各种方法来实现精密延时。

从早先工艺上的大误差的延时电路, 到1998年Roland D.Rothenberger等分析了几种从延时和脉冲宽度两方面解决减少误差的精密延时电路[3], 再到解决了延时动态范围和延时精度矛盾的大动态范围精密数字可编程延迟线的设计[21], 可以看出, 延时技术在不断的提高, 延时精度越来越小, 电路也越来越集成化, 数字化。

文献[21]提出了一种计数器的延迟线与时间数字转换器 (TDC) 和精确的小范围可编程延迟线相结合方法, 解决了延时范围和分辨率之间的矛盾。文献[18]主要是设计了一个进行两次延时的延时电路。文献[20]分析了几种脉冲延时基本方法及其优缺点和适合使用的具体范围。同时提出了一种数模结合的方法 (如图1) , 此方法用数字延时保证延时范围, 用模拟延时保证延时精度。此方法也可以解决延时范围和高精度之间的矛盾。经了解两级延时思路还是非常可取的, 笔者在进行延时时, 可以把延迟量分为两部分, 一部分为高位, 一部分为低位, 然后分别对其进行粗延时和精延时, 使其达到高精度的效果 (如图2) 。文献[22]也采用了这种思想, 不过它用的是带IODELAY设计基元FPGA芯片, 是一种全数字方案。与文献[20]相比, 该方案节省了模拟专用延迟单元, 提高了系统集成度, 降低了系统成本。但是这种方法不具有一定的通用性, 在没有IODELAY延时基元的FPGA芯片上。此方法就不可用。文献[42]利用了含有高性能的DCM的FPGA芯片, 结合细相移控制信号, 实现了对基信号低于20ps的延时。此方法对芯片性能要求很高, 也不具有普遍运用性。文献[40]针对于[41]-[45]各种情况提出了一种常规芯片就可实现的精密延时, 不过此方案只能达到100ps, 在精度上低于其他几种设计。所以利用常规FPGA/CPLD芯片来实现数字化精密延时的设计是可发展的。

在基于FPGA设计此延时电路的过程中, 一般系统大致可分为四部分:计算机、单片机模块、FPGA延时模块、驱动模块。整个设计的大概框图如图3所示, 各个模块的的一些相关信息可参考文献[11]。

4 总结和展望

延时播出系统的实现 第4篇

经过多年的建设, 目前我台播控系统已经完全实现了数字化、网络化和硬盘化, 但是随着使用年限的增加, 系统暴露出了越来越多的问题, 因此, 我们决定在现有设备的基础上, 搭建一套延时时间更长, 操作更加灵活, 可以对素材进行灵活编辑的延时播出系统。

2 延时播出的作用

所谓延时播出系统主要是指在直播过程中在播出系统中加入延时系统, 使现场信号人为地滞后若干时间。这样做的目的是使播出操作人员能够有充裕的时间对现场信号进行处理。

3 延时播出设备

3.1 固态延时器

3.1.1 固态延时器原理

固态延时器是使用固态存储器件RAM写入一定时长的数字播出信号, 在一定时间后再读出播出。由于存储器件容量有限, 所以固态延时器的延时时间也是很有限的, 一般为数分钟。

3.1.2 固态延时器特点

⑴结构简单, 稳定可靠。⑵所有设置调节在面板上直接操作。⑶视音频延迟时间可选范围为1秒至数分钟。⑷采用动态缓存技术, 其缓冲区大小相对也就受到一定的限制。⑸应急操作比较简单, 应急处理精度很差, 有可能出现画面情节跳动、不连续的情况。⑹掉电后无法保存素材。

3.2 硬盘延时播出系统

3.2.1 硬盘延时播出的概念

我们知道延时播出是相对于实时播出的一个概念, 也就是直播节目的延时播出。至于磁带节目通过上载再按播出时序表在一定时间后播出我们不认为是延时播出, 而是按时播出。

3.2.2 硬盘延时播出系统特点

⑴高灵活性, 可以插播和编辑。⑵延时时间由硬盘大小决定。⑶应急处理精确到帧, 从而使延时应急处理画面流畅, 避免出现生硬的连接画面。⑷应急节目素材编排与调度更加灵活, 可以进行非线性检索。⑸延时操作相对复杂, 由于采用软件控制其延时播出进程, 所以对操作人员的反应与熟练程度要求也比较高。

4 硬盘系统延时和固态延时的比较

硬盘延时和固态延时所组成的系统差异很大, 比较两者, 则有表1:

由此可见, 硬盘服务器延时播出系统和固态延时器的延时播出各有千秋, 它们的合理配置和使用, 为直播节目的安全播出提供了强有力的保证。

5 延时播出系统的设计与实现

目前, 我部门负责的主要直播节目有两类, 一类是自制的新闻类节目, 另一类则是大型晚会节目。新闻类节目的延时时间要求较短;而大型晚会节目延时时间要求较长。因此, 新闻类节目的延时由固态延时器完成, 而晚会类延时较长的节目, 由硬盘延时系统完成。所以, 我们决定以现有的Omneon服务器为基础, 搭建新的硬盘延时播出系统。我们腾出两台Omneon服务器作为延时服务器, 平时兼做频道的备2播出通道:

⑴SERVER1作为主延时服务器, 装有一块5001编解码模块, 提供一编两解三个视频通道, 其中, CHA可以在编码与解码之间切换, 而CHB和CHC只能解码。所以, 我们将CHA设为直播信号主上载通道, CHB设为延时播出主通道, 而CHC则设为延时编辑审看主通道。

⑵SERVER2作为备延时服务器, 与SERVER1完全镜像, 提高了延时播出系统的安全性。这两台服务器我们平时作为备2服务器使用 (具体的通道配置就不多做介绍了) , 当遇到需要长时间延时的节目时, 作为延时服务器使用, 而平时的新闻类节目则使用操作方便, 经济实用的固态延时器。

6 延时播出软件

延时播出软件需要完成以下功能:⑴输入信号的编码录制控制。⑵已录制片段的回看、审片功能。⑶延时播出信号的控制。⑷主备延时操作的同步。

而我们所用的延时播出软件经过多次调试, 基本达到了以上要求, 具体功能如下:

在延时播出控制界面可方便进行延时时间设置、垫片设置、系统设置等操作, 同时可直观的看到磁盘剩余时间、应急操作记录、主备延时器同步操作等系统信息。

对于已采集素材的修改操作界面, 借鉴了非线编软件的一些基本思路。已采集的待播节目可通过一个小的画面窗, , 进行节目播出前回放, 以便较为精确找到需修改的节目片断位置, 设置出点、入点。然后根据节目需要进行覆盖、删播和插播等简单修改。更加适应直播情况下的使用。

改进的电器延时关断开关 第5篇

一、电路简介

电源部分仍然采用电容降压整流电路，电流检测不再使用磁芯电流传感器，由1段普通铜导线与被控制电器串联，作为电阻完成电流-电压的取样工作。电路中铜导线直流电阻仅数mΩ，一般家用电器工作电流在其上产生的电压降也不超过10m V，因此必须经电路放大后才可进行后续处理。这些工作由通用的四运算放大器LM324完成。LM324内部有4个相同的运算放大器(见图2)，其中ICC与R4, R5构成放大电路，ICB与R6、W构成电压比较器，ICA、ICD并联与C4、R7、D4构成低电平触发的单稳态延时电路。LM324在单电源下的最高工作电压可达32V，而电路中耗电最大的元件是继电器。考虑到继电器线圈额定电压越高工作电流越小，因此采用24V继电器，电源电压也相应提高到24V左右。这样可以减小电路工作电流，在电容降压整流电路中可以使用较小的电容。这样做的另一个好处是24V继电器的线圈工作电流只有15m A左右 (T73型或22F型) ，ICA、ICD并联后输出电流完全可以直接驱动继电器，节约了一级三极管驱动，简化了电路。

二、电路工作原理分析

接通电源后，由于继电器J和按钮开关AN的触点均处于断开状态，被控制的电器(以下称为负载)及本电路均不工作，待机功耗为0。按下电源启动按钮AN后，本控制电路和负载同时得电，负载进入待机状态，电路中C1、D1、D2、C2、R1、R2构成的电容降压整流电路提供24V电源，原理不再赘述。由于待机状态下负载工作电流小，电流取样导线上的压降也小，通常不大于1m V。该电压经R3送入ICC, R4, R5组成的放大倍数为2500倍的放大电路，经放大后输出峰值电压约2.5V的脉动直流电压，再经D3, C3, R9构成的滤波电路得到约2.5V的直流电压。此电压在ICB、R6、W构成的电压比较器中与ICB (5) 脚ref电压(可在调整时通过调整电位器W改变)比较后，ICB7脚输出高电平，驱动LED2工作，24V电源电压经R7向C4充电，C4两端电压由0开始缓慢升高，在此电压升高到16V之前，ICA、ICD构成的电压比较器输出高电平，继电器J吸合将AN短路，此时可松开AN，电路不会断电。直至C4上电压升高到16V左右(按本电路参数设计约4min), ICA、ICD并联构成的电压比较器翻转，继电器J断开，电路全部断电。如果在此4min时间内负载工作，那么按上述分析，ICB7脚输出低电平，驱动LED1工作，D4使C4放电并抑制R7向C4充电，C4上电压被钳位于0.7V左右，继电器J保持吸合。R11的作用是给ICA、ICD构成的电压比较器一个正反馈作用，输入-输出具有施密特触发器特性，以免继电器断开瞬间由于ICB (5) 脚ref电压波动产生误动作。

三、调试说明

制作完成后核对无误，接上电源与负载，按下AN，应能听到J吸合的声音。在负载待机状态下调W至LED1熄灭，LED2发光。再使负载处于工作状态，如果负载功率可调则调至最小功率，调W至LED2熄灭，LED1发光后，在继续向前调一点(约5°～10°)就可以了。需要注意的是一些负载如微波炉、电磁炉等在小功率工作状态下是间歇工作的，要选在工作期间调整。

四、关键元器件选择说明

1. 对于200W-2000W的负载，电流取样导线选用1mm2铜导线，长度约80mm。如负载小于200W的可以通过试验适当减小导线直径，甚至可以使用电阻。导线可以适当弯折以减小所占面积。

2. R7、C4的大小决定延时关断时间，由于C4的充电电流较小，应选择漏电小的电容，通常业余条件下认为耐压较高的电容漏电较小，因此C4应选用耐压至少50V的电容。

3. 由于在继电器动作瞬间负载均处于小功率的待机状态，大大降低了触点工作强度。经试验本电路使用额定电流7A的继电器即可正常控制2000W的电磁炉。

4. 受电容降压整流电路输出电流小的限制，LED指示灯设计电流较小，要选用高亮度LED才有比较好的指示效果。

五、制作注意事项

1. 电路电源部分为电容降压整流电路，工作时带电，另外还有继电器，电流取样导线等带电元件，调试时要小心，防止触电。

2. 由于电路启动瞬间由按钮开关AN为电器提供工作电流，除非按钮开关AN采用较大额定电流的开关，否则该电路不适用于大功率的负载，如电炉、电动机、空调机等。

3. 原理图中粗线表示工作中可能有大电流通过的导线，制作时注意尽量缩短，并注意导线截面或PCB铜箔宽度。

4. 设计PCB时，相对电压高的点要注意间隙不能太小，至少应保证2mm，以防击穿。

本文附有电路板图(见图3)和制作完成的实物图片(图4, AN和LED在铜箔面)，制作时可以参考。

浅析自动稳压延时冰箱保护电路 第6篇

在国家GDP不断增长, 人民收入水平不断提高的今天, 电冰箱作为一种便民的家用电器已在人们家庭生活扮演了重要的角色。但是由于电冰箱的驱动电机正常运行需要稳定的工作电压, 线路上供电不稳机会会引起变压器的绕组线圈烧毁。长期以来, 电冰箱寿命短和易损坏一直困扰着人们。从失效原理上说, 供电电压不稳、瞬时断电都会导致电冰箱的寿命变短, 甚至造成电冰箱的损坏。但是对于绝大用户的用电状况来说, 瞬时断电和电压不稳是很难避免的。为了解决这个问题, 我们自主设计了一种冰箱保护器, 其中电路设计是核心部分, 该冰箱保护器具备自主稳压和自动延时的功能, 并根据电路中的负载电流信号智能判断线路中出现的各种问题并予以纠正和保护, 这样可以保护电冰箱的压缩机在电压不稳的工作情况也能维持正常工作和运转。通过实践检验, 配备有此电路的电冰箱寿命都大大提高, 解决了长久以来一直困扰着人们的问题, 为国家和企业带来了巨大的经济效益和社会效益。

2 电路组成及工作原理

该控制电路主要由直流稳压电路、延时保护电路以及控制电路组成。具体原理图如图1所示。

首先, 该12V的直流电源稳压电路的功能是为了得到稳定的直流电压。1, 为满足电路电压要求, 输入220V电压需经过变压器进行变压降至12V, 然后次级通过桥式整流电路整流, 在接受C1电容滤波后, 电流进入7812芯片进行稳压, 经过上述连串的变压滤波稳压后得到的稳定12V电压就可以提供给电冰箱温度控制器使用。为了可视化结果, 通过一个发光二极管指示12V电压。

电冰箱延时保护器由延时控制电路和指示电路组成。延时控制电路由复杂的电子元器件组成, 主要包括继电器K2、电容器C2、电位器RP、稳压二极管VS、晶体管V1、V2、二极管VD2。在直流电压输入控制电路, 经过电阻对电容器C2进行充电, 充电完后电容器的电压值发生变化来完成延时控制。在某些情况下, 家用电冰箱在短时间断电后立马通电, 也会导致压缩机系统内部故障而无法启动, 从而降低了电冰箱的使用期限, 压缩机也会一定程度上损坏或失效。通过此延时电路设计, 家用电冰箱在遇到短时间断电而且快速恢复供电的情况下, 系统电路会通过给电容充电而自动延长时间, 在安全时间后接通电源, 从而准确达到保护系统电路的设计目的。

对于温控器组成电路来说, 其由由时基集成电路NE555循环定时控制。即采用施密特触发器构成的谐振荡器。电容C1的电压发生变化, 从而会改变时基电路 (3) 脚的高低电平, 然后系统内相应的继电器K1响应电平变化来改变控制的温度。

直流稳压电路的工作原理是通过变压器将220电路标准输入电压降至12V使用电压, 再经过二极管IN4001VD1~VD4来将电流编程单向直流电, 经过电容器C1过滤电路, 将变化幅值大的直流电压变成稳定平滑的直流电, 最后7812稳压输出 (脚1为输入端, 脚2为调整端, 脚3为输出端) , 为了显示电源的工作状态, 通过发光二极管来进行输出显示。

延时控制电路的工作原理如下:在系统电路电源输出时, 电源电路在经过稳压后输出12V电压, 电流分成两部分:一路输入延时控制电路;另一路经RP1对C3充电, 电容器电压上升, 在经过5到8分钟后, 当电容器两端电压达到系统设定的击穿电压时, 电容器被击穿, 电路发生偏转, V1和V2达到饱和导通, 电平转为0, 并输出相应脉冲, 触发器变为1状态, 通电吸合, 然后继电器触点闭合, 电冰箱正常通电且运行, 二极管发光并显示电源工作状态。我们还可以通过改变电路内电阻的阻值, 改变电容充电时间, 从而修改延时保护时间。

本电冰箱温控器采用了一块时基集成电路NE555作循环定时控制器。在电路闭合输入电流时, 在时基电路IC2的 (2) 、 (6) 脚处于相应低电平时, 则电路恢复原位, (3) 脚电平变为“高”的状态, 同时对应继电器响应闭合, Kb1触点同时不连接电路, R4关闭。Kb2触点连接, 电路为通路状态, 电冰箱正常工作。按照上述电路原理图, 设计者可以通过在一定范围内改变RP2、RP3的阻值, 从而改变电冰箱的开关机时间。另外, 我们还可以通过改变电阻R6的阻值, 来延长电冰箱的关机时间。

3 电路组装及调试

3.1 电路组装

在电路组装之前, 为了提高电路的组装效果和保证工作时间, 首先, 需要对所有购买的元器件公司进行把关, 尽量选用知名品牌的元器件, 另外在条件允许的情况下检测元器件质量, 保证电路的组装质量。

然后, 为了避免后面的反复调试。在组装完一个电路模块后, 须进行运行检验, 若出现问题可以迅速检查, 在解决相应问题后继续组装下一部分。

3.2 电路调试

电路调试也是其中非常重要的一个部分。通过适当调节RP3的电阻值, 来改变电容充电时间, 从而改变延时电路设定的延时时间。而温控电路则可以通过改变R2、R3的阻值, 来满足冰箱的最低和最高温度要求。一般来说, 冰箱的最低和最高温度设置, 开关机时间, 这些都有具体的行业规范可以参考。

总之, 电路调整要综合全面考虑到电路的安全和稳定, 以及系统的正常运行。在整体着眼, 抓住细节的原则下进行电路调试。

参考文献

[1]高卫平.交流稳压器电路剖析[J]家电维修, 200I, (6) :42

[2]梁友奖.冰箱自动保护嚣原理与维修叨.北京电子报 (合订本) .1994:163

计算延时线的最大工作频率 第7篇

对于一个固定延迟的延时线电路, 在计算所允许的最大输入信号频率时需要考虑的关键参数是输入信号的最小脉冲宽度。对于占空比为50%的周期性信号, 脉冲宽度为周期的一半。但有些周期性的低频输入信号的占空比低于50%。这种情况下, 输入信号瞬变之间的最小持续时间决定了最小脉冲宽度, 如图1。许多器件中, 将最小输入脉冲宽度规定为100%的最大输出延迟时间 (如果没有特别说明的话) 。反过来说, 这些器件的最大输出延时为最小输入脉冲宽度。

2 可编程延时线的最高输入频率

在延时线数据资料中可以找到以下与延时线相关的指标:

(1) 零步进延时 (tPHL_MIN或tPLH_MIN) 。

(2) 最小输入脉冲宽度 (tWI_MIN) 。

通常, 数据手册中会明确规定最小输入脉冲宽度, 但有时会给出相对于输出延时的数据。任何情况下, 为了计算最小输入脉冲宽度, 需要考虑可编程的最小延时, 该数值与零步进延时相同。数据手册通常提供在整个温度、电压变化范围内的指标误差, 应该将该误差添加到零步进延时中, 将其作为最大零步进延时。最大零步进延时需要考虑基本的最小脉冲宽度 (tWI_MIN) , 最高输入频率 (fIN_MAX) 可以根据最小输入脉宽, 按照式 (1) 计算:

fIN_MAX=12×tWI_MIN (1)

表1给出了部分Maxim延时线所允许的最高输入信号频率, 计算方法同样适用于其他厂商提供的延时线。

3 固定延时线的最高输入频率

对于固定延迟的延时线, 可以考虑以下指标, 这些指标通常在数据手册中可以找到:

(1) 最大抽头位置处的延时。

(2) 最小输入脉冲宽度 (tWI_MIN) 。

最小输入脉冲宽度对应于最大延时抽头位置, 需要将误差增加到最大抽头位置的最大延时中, 利用所得到的数据计算输入信号的最小脉冲宽度 (tWI_MIN) 。然后根据最小脉宽, 按照式 (1) 计算所允许的最高输入频率。表2列出了一些Maxim延时线所允许的最高工作频率, 可以按照相同方式获得其他供应商的延时线参数。

4 针对具体应用计算最高输入频率

对于可编程延时线:如果所要求的延时大于器件的最小延时, 则可以按照下面公式计算所允许的最小脉冲宽度:

最小脉冲宽度=最大零步进延时+可编程延时

然后, 利用式 (1) 计算最高输入频率。

可编程延时线举例:

(1) 使用器件:DS1020-100

所要求的延时:25 ns

最小脉冲宽度=25 ns+12 ns=37 ns

最高输入频率=1/ (2×37 ns) =18.52 MHz

(2) 使用器件:DS1023-500

所要求的延时:60 ns

最小脉冲宽度=22 ns+60 ns=82 ns

最高输入频率=1/ (2×82 ns) =6.1 MHz